一种基于相位测距原理的高速共轴双旋翼桨尖距测量方法与流程

本发明涉及试验试飞技术领域，具体涉及一种基于相位测距原理的高速共轴双旋翼桨尖距测量方法。

背景技术：

桨尖距测量技术是共轴双旋翼直升机旋翼安全监控的一项重要的测试技术，其测量的准确性将直接影响到直升机的飞行安全，非接触式测量方法，是解决这一测量难题的最佳方案。

相位测距对信号的分析算法要求较高，尚未在直升机桨叶测距领域进行应用。在直升机旋翼上应用该测量方法，需要考虑桨叶的大变形、高振动环境、动平衡等对测量装置的影响，目前尚无此类方法；而传统的桨尖距测量方法难以实现动态测量，使得测量结果不够准确。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种基于相位测距原理的高速共轴双旋翼桨尖距测量方法，在考虑旋翼对测量装置影响的前提下将相位测距原理应用到直升机旋翼上，以解决旋翼桨尖距测量的准确性问题。

为了实现上述任务，本发明采用以下技术方案：

一种基于相位测距原理的高速共轴双旋翼桨尖距测量方法，该方法利用测量装置实现桨尖距测量；所述测量装置包括发射天线、接收天线、射频信号产生电路、rfid卡以及信号采集处理电路，其中，发射天线、接收天线预埋于上旋翼尖部的下表面内，rfid卡预埋于下旋翼尖部的上表面内，信号产生电路、信号采集处理电路安装在上旋翼桨毂中心处，通过敷设在上旋翼桨叶表面的射频线缆，将信号产生电路与发射天线连接，将接收天线与信号采集处理电路连接；

直升机开始旋转后，当上旋翼和下旋翼上安装测量装置的桨叶旋转至上下重合时，上旋翼桨叶上的信号产生电路通过发射天线辐射电磁信号，激活设置在下旋翼桨叶表面的rfid卡，rfid卡返回接收信号经接收天线接收后由信号采集处理电路进行采集处理，测量接收信号强度换算成距离信息。

进一步地，所述信号采集电路中对所采集的信号进行处理的过程为：

对接收信号进行ad采样，将其转换为数字信号，利用混频技术，得到接收信号的正交变量；对正交变量进行低通滤波，低通滤波后再进行抽取，得到包含相位差值的信号，基于该信号得到双旋翼桨尖距。

进一步地，测量接收信号强度换算成距离信息，其中桨尖距的计算公式为：

上式中，为发射信号与接收信号的相位差值，λ为信号波长。

进一步地，所述测量接收信号强度换算成距离信息时，如测距精度为δr，则有：

其中，snr表示信噪比。

进一步地，为了使相位测距不模糊，则需满足以下关系：

其中h为发射天线与rfid卡在静止状态下的距离，l为发射天线与rfid卡相对运动后的距离，θmax为发射天线与rfid卡在旋转时的最大偏移角。

进一步地，接收信号根据桨翼的运动分为三个区：趋近区、重叠区和远离区；在趋近区，上下桨叶相向运动，多普勒速率为正；在重叠区接收信号频率与发射信号频率一致，当远离区时，此时，接收信号能量幅度开始下降；通过rssi测得重叠区域时间，对该区域内接收信号与发射信号进行相位比较，得出重叠区的相位差值，由此计算出上下桨叶之间的距离值。

进一步地，发射天线和接收天线均采用fpc形式，天线布线采取螺旋绕线方式，空间尺寸为80mm×40mm×14mm，重量为5克，电感值为1.5uh。

进一步地，在计算时，设驻留时间为0.5ms，由于需要计算重叠区间，在判定时，结合实测值取门限阈值，在重叠区间左右各取1ms间隔，桨叶经过重叠区后延迟1ms时开始计算；

发射信号周期为5ns，以4个周期为一组prf，8个prf为一帧，前四个周期为1111，后四个周期则按照序号对1～4号桨叶进行编码；

为测试相位延迟计算距离，仅在时域完成相乘和fir滤波；在计算相位完成后，采用查表法对相位与距离换算值进行换算。

与现有技术相比，本发明具有以下技术特点：

本发明能够解决非接触式测量桨叶间距的难题，应用于直升机试验试飞后，能够有效的保障共轴直升机的旋翼系统运行安全，保障直升机的正常飞行。

附图说明

图1为本发明中测量装置的布设结构示意图；

图2为发射信号的波形示意图；

图3为接收信号的波形示意图；

图4为接收信号的波形分区图；

图5为天线等效电路图；

图6为发射天线与接收天线的示意图；

图7为hfss仿真示意图；其中(a)为电场截图，(b)为磁场截图；

图8为发射链路原理框图；

图9为接收链路原理框图；

图10为数字正交混频原理图；

图11为并行fir示意图；

图12为发射接收示意图；

图13为波长相位对应图；

图14为精度与信噪比对应图。

具体实施方式

相位测距原理是通过解析接收信号的相位并与发射信号的相位进行比较或运算实现测距，其原理如下，

如下所示，设发射信号位于a点，目标位于b点，两者之间距离r，若发射、接收信号分别为：

其中，ω0为发射信号的初始相位、角速度，发射信号与回波信号的相位差如下：

由此可推：

其中，f0为载频，c为信号速度，从上式可以看出，如果测出即可求得r值。

从上述测量技术上来看，采用相位测距技术实现精度较高，但可以看出当不超过2π时，相位差的测量才是不模糊的，否则实施起来需要通过多载频技术解速度模糊，实施较为复杂。

本发明提出了一种基于相位测距原理的高速共轴双旋翼桨尖距测量方法，其中测量装置的组成及布设方式如图1所示：

所述测量装置包括发射天线、接收天线、射频信号产生电路、rfid卡以及信号采集处理电路，其中，发射天线、接收天线通过胶粘的形式预埋于上旋翼尖部的下表面内，rfid卡通过胶粘的形式预埋于下旋翼尖部的上表面内，信号产生电路、信号采集处理电路安装在上旋翼桨毂中心处，通过敷设在上旋翼桨叶表面的射频线缆，将信号产生电路与发射天线连接，将接收天线与信号采集处理电路连接。

直升机开始旋转后，当上旋翼和下旋翼上安装测量装置的桨叶旋转至上下重合时，上旋翼桨叶上的信号产生电路通过发射天线辐射电磁信号(发射信号)，激活设置在下旋翼桨叶表面的rfid卡，rfid卡返回接收信号经接收天线接收后由信号采集处理电路进行采集处理，测量接收信号强度换算成距离信息。

发射信号波形为连续波，其目的是在旋翼高速旋转期间，发射波形与辐射功率不会有任何变化，如图2所示；由于工作时，桨叶相向运动，因多普勒效应，上下两层桨叶高速趋近时，接收到的信号频率变高，上下两层桨叶高速远离时，接收到的信号频率变低。同时在信号空间衰减情况下，上下两层桨叶高速趋近时，接收到的信号幅度变高，上下两层桨叶高速远离接收到的信号幅度变低，如图3所示，接收到信号应为调幅调频连续波信号。

设系统信号频率为f0，由此可计算出该发射信号周期t＝1/f0，波长λ，测试距离为的d±△m，根据测试距离选择合适的f0进行分析，保证在双桨叶重叠时，发射与接收信号的相位延迟不会超过2π，即不会产生距离模糊。

如图4所示，接收信号根据桨翼的运动分为三个区：趋近区、重叠区和远离区。

在趋近区，上下桨叶相向运动，多普勒速率为正，体现到接收信号上即为频率升高。当上下桨叶重叠区时，此时，接收信号能量最高，处于幅度峰值，由于上下桨叶重叠，相向运动速度为0，在重叠区接收信号频率与发射信号频率一致。当上下桨叶远离区时，此时，接收信号能量幅度开始下降，上下桨叶远离，多普勒速率为负，体现到接收信号上即为频率下降。

在此时就可以将rssi与相位测距结合起来，即通过rssi测得重叠区域时间，对该区域内接收信号与发射信号进行相位比较，得出重叠区的相位差值，由此计算出上下桨叶之间的距离值。

经过实际工况分析，选择低频率工作，通过磁耦合在近距离传输，可以避开了空间及外界干扰信号对测量的影响，自身作用距离有限，也不对其他设备造成影响。而在测距时，通过重叠区的相位测距，大大提高了测距的精度，同时也避免旋转时桨叶变形带来的影响。

一、发射天线和接收天线

由麦克斯韦方程可知，电场的强度e和磁场强度h取决于三个主要参数，即：

(1)时间变量t。

(2)与辐射源之间的距离变量r，有1/r，1/(r2)和1/(r3)三项。

(3)乘积kr，有kr＝2π/λ。

而天线的空间区域根据测试距离值与波长λ的，定义了三种空间区域，即近场空间、中场空间和远场空间。根据r的值大于或小于下式进行区分：

因此，远场(fraunhofer区)为的空间区域，

中场(fresnel区)为r＝λ的空间区域，

近场(rayleigh区)为的空间区域。

根据本发明方法，测试时测量装置工作在近场区域，在此区域内起作用的主要是biot-laplace定律和biot-savart定律，由于天线工作频率是f0为低频区域，采用电感耦合方式传递射频信号，为减轻重量，均采用fpc形式，天线布线采取螺旋绕线方式，如图5所示。空间尺寸为80mm×40mm×14mm，在高度上仅需占用0.9mm空间，重量约为5克。电感值约为1.5uh。

发射天线与接收天线一致，安装位置中心正对，安装于翼尖。分别引入发射信号与接收信号，在hfss软件中建立环形pcb走线，仿真截取距离线圈一定距离的电场强度、磁场强度平面分布值，其模型图如7的(a)和(b)所示，电场强度在馈源处较强，磁场强度在中心处较强。

二、发射链路和接收链路

发射链路的原理如图8所示，发射链路主要功能及指标：通过晶振产生da所需的高稳定低相噪时钟信号；通过da产生f0发射信号，经过末级放大器后，输出1db压缩点达17dbm@f0，发射信号输出功率10dbm，并留有功率调整余量；通过dds产生发射信号，定时进行相位调制；发射链路热噪声信噪比分析：噪声功率约等于-174+10log(b)+gain+nf＝-100dbm,热噪声信噪比达110db。

发射链路波形定周期产生相位调制，用于产生相位编码进行桨翼识别。

晶振质量直接决定了最终输出波形频率的精度、稳定度以及输出信号的相位噪声。同时由于晶振是温度、振动敏感器件，故在初期选型还需要充分的考虑其宽温下稳定度和振动下相噪、杂散等性能，相关指标需留有余量。

根据以上要求选用超低相噪恒温系列晶振，该类型晶振利用恒温槽使晶体振荡器的温度保持恒定，可使其周围温度变化引起的振荡器输出频率变化量削减到最小，恒温晶振常见频率稳定度一般保持在2×10-7；年老化率低于±100ppb；杂散≤-80dbc；谐波≤-30dbc；晶振的相位噪声指标一般在1khz处为-150dbc/hz。可以满足系统对环境和相位噪声的苛刻要求。

接收链路的原理如图9所示，接收链路主要功能及指标：通过晶振产生ad所需的高稳定低相噪时钟信号；选择高增益低噪声放大器作为接收链路第一级，最大输入功率不小于13dbm，因此发射与接收之间的耦合不会造成第一级烧毁，输出1db压缩点至少为12dbm，经过声表后进入adc的功率不大于12dbm，不会造成adc芯片损坏。

三、延迟时间以及桨叶标识

在计算时，设驻留时间为0.5ms。由于需要计算重叠区间，在判定时，结合实测值取门限阈值，由于在重叠区间左右各取1ms间隔，由于转速问题，1ms时，发射天线与接收天线完全无重叠面积，耦合信号急剧下降。此时，相当于桨翼经过重叠区后延迟约为1ms时开始计算。

由于发射信号周期为5ns，以4个周期为一组prf，8个prf为一帧，前四个周期为1111(相位编码)，后四个周期则按照序号对1～4号桨叶进行编码(0000，0001，0010，0011)。接收信号判断桨翼次序。这些耗费时间均在重叠区的500us内发生。

由于为测试相位延迟计算距离，仅在时域完成相乘和fir滤波，处理器工作时钟为100mhz,乘法用时为160ns，fir滤波延时为：(n-1)/2*fs＝15ns。在计算相位完成后，采用查表法对相位与距离换算值进行换算，可减少计算时间；延时约为20ns，包括重叠区前1ms时间，重叠区500us，重叠区后1ms时间，再加上计算延时约为195ns。即经过重叠区后，处理所需时间为1ms+195ns，得到距离值并发送出去。

四、信号处理

测量装置的信号处理采用数字正交采样法，可以保留信号复包络的幅度、相位等信息，因此在信号处理领域中有着广泛的应用。数字正交采样法，即对低中频带通信号直接采样并通过数字信号处理的方法来得到正交信号。数字正交混频的原理如图10所示：

接收信号是一个窄带信号，表示为：

x(t)＝a(t)cos(ωot+θ(t))

经ad采样后，变成数字信号：

x(n)＝a(n)cos(ωon+θ(n)),其中n＝k/fs,k取0，1，2....

通过混频技术，可得到信号的正交变量，数字信号正交混频可表示为：

其中x(t)为接收信号，sin(2πf0n)与cos(2πf0n)即为发射信号与发射信号移相90°的信号，两者正交乘积后，就可得到发射信号与接收信号的相位差值。

正交混频后经过低通滤波，滤除多余的频率。低通滤波后进行抽取，这里可将滤波和抽取同时进行；对于因果的fir系统，其方程可简化为：

其中，m为滤波器系数长度，如果采用多相滤波的多路并行处理，设n为fir滤波并行的路数，则：

如果要实现抽4操作，对上式进行进一步分析，如图11所示，经滤波后得到信号就只包含相位差值信号：cos[θ(n)]与sin[θ(n)]

通过得到的相位差信号，即可得到对应的距离信息。由于采用高稳定度晶振与全相参信号，这种方法可以达到较高的相位精度。

五、误差分析

发射信号表示为：

接收信号表示为：

其中，ω0为数字角频率，f0为载频，为初始相位，r0为发射天线到rfid卡的间距，即桨尖距离，c为信号速度。

由此可见，利用发射和接收信号的相位差可以反推发射到接收的距离。

令则测距公式为假设测距精度为δr＝0.01m，则应满足

假设含噪回波为对含噪回波中相位的估计精度可表示为其中，snr＝a2/σ2为信噪比。

由于估计过程中相位变化率极高，可认为是瞬时相位估计，因此

综上，若要相位估计精度满足测距精度要求，则有

可以得到：

信号波长越大，对snr的要求越高；在一定snr情况下，波长越小，测距精度越高。

如图12所示，满足为了测相的不模糊，同时需满足，因此则有其中h为发射天线与rfid卡在静止状态下的距离，l为发射天线与rfid卡相对运动后的距离，θmax为发射天线与rfid卡在旋转时的最大偏移角。

图13给出了转动角度在-30～+30度之间，对波长的要求，由图可见，波长范围在1.15-2m之间。

图14给出了不同波长下要达到δr＝0.01m对snr的要求。由图可见在1.15-2m波长范围内，对信噪比的要求在27-33db之间。

而在本装置中，收发信噪比分析：

当采用低相噪晶振时，10hz处可达-70dbc，晶振输出功率为7dbm，因此相噪引入的信噪比约为7-(-63+10)＝60db。

dds产生f0发射信号的信噪比远大于40db，因此热噪声是收发链路需要考虑的主要因素。发射信号的信噪比输入给接收链路后信噪比恶化12.35db，仍然可达97.65db，远大于40db。

以上实施例仅用于说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行同等替换；而这些修改或替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。